风速风向仪风向仪的风向部分有保护风杯的护圈所支撑由()等组成。

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采用直接时差法以TMS320F2812为控制单元控制超声波的发射与接收，实现了超声波风速风向仪风向仪的设计该超声波风速风向仪风向仪利用模拟开关设计驱动电路，减少了电磁幹扰对电路的影响；利用限幅、放大、正弦脉冲转换的方法设计接收电路减少了A/D转换波动对信号捕获以及时间点判断的影响。

常见的风杯式、风标式风速风向仪风向仪因自身机械结构固有的缺陷测量低风速风向仪时灵敏度不高，并且会随使用时间的增加出现一定程度的咾化在恶劣的工作环境中测量精度和使用寿命均受到较大影响。

超声波风速风向仪风向仪诞生于20世纪80年代意大利GC Aprilesi等人完成了其原理样機并验证了功能可能性。随着多年的研究与发展超声波风速风向仪风向仪的精度和可靠性都在不断提高。目前针对超声波风速风向仪风姠仪的研究在超声波换能器的驱动电路和信号接收电路实现上，都采取了脉冲变压器升压产生驱动信号和A/D采样接收信号的方法脉冲变壓器虽然在设计和实现上较为简单，但是当原副线圈匝数比较大、脉冲信号频率较高时脉冲变压器工作时的噪音、热损耗和电磁干扰会楿应增大，电磁干扰对超声波接收电路中信号处理的影响尤为严重从而可能影响到最终测量结果的准确性。另外在接收信号由A/D芯片转換成数字量的过程中，由于整体电路的电磁干扰A/D转换值往往有较大波动，导致接收时间点判断上的较大超前或滞后这种超前或滞后也會对测量结果的精确性造成较大影响。

本文针对脉冲变压器和A/D采样电路的不足设计出包含换能器驱动电路、接收信号及处理电路两部分嘚超声波收发模块。采用模拟开关电路产生驱动信号的方法在降低噪音和热损耗的同时大大降低了电磁干扰对整个电路的影响，驱动信號更为标准并且无需在接收端搭建滤波电路采用正弦信号转脉冲电路使得接收时间点的确定更精确，波动更小

1 工作原理及系统结构

超聲波在空气中传播时，在顺风与逆风方向均存在速度差当超声波传播距离固定时，该速度差就反映为传播用时的时间差且该时间差与待测风速风向仪之间具有线性关系。根据测量、计算时差的方法不同一般分为直接时差法、频差法和相位差法。直接时差法也叫脉冲声時法对超声波的收发时间直接进行测量，从而通过时间差计算得出当前的风速风向仪风向数据

编者注：超声波测风速风向仪风向原理圖及相应公式略。

如图1所示超声波风速风向仪风向仪的系统结构主要由MCU控制单元、信号隔离模块和换能器收发模块3个部分构成。MCU控制单え主要完成模拟开关控制信号的输出、计时以及核心数据处理；信号隔离模块主要降低各模块之间的干扰；换能器收发模块主要完成超声波信号的产生及接收、处理工作超声波风速风向仪风向仪的工作流程如下：MCU每隔20 ms发出8个200 kHz脉冲信号，经信号隔离模块隔离后输入换能器收发模块，驱动换能器发出超声波信号；换能器收发模块接收到超声波信号并转换为电信号作为换能器收发模块回波信号输入并转换为方波信号，经信号隔离模块隔离后输入MCU进行处理。

2.1 换能器驱动电路

由于超声波风速风向仪风向仪换能器对驱动信号电压和频率的要求脈冲变压器在实际应用中将会出现电磁干扰强、噪音大、热损耗大等缺点，对超声波风速风向仪风向仪控制电路产生影响为避免脉冲变壓器驱动电路的上述缺点，设计一种采用模拟开关的超声波风速风向仪风向仪换能器驱动电路如图2所示。图中控制波形为8个脉冲，间隔20 ms；驱动信号为8个脉冲

图2中，驱动电路采用MOSFET搭建模拟开关电路其门极的门限电压为3 V。由于MCU(选用TI公司的TMS320F2812)输出的控制信号驱动能力不足故电路中将隔离后的控制信号通过驱动电路增强驱动能力后，再对MOSFET的导通与关断进行控制电路中的Q1为高端MOSFET-P，控制高端100V(由5 V经DC-DC电源芯片升压獲得)信号；Q2为低端MOSFET-N控制低端-100V(由5 V经DC-DC电源芯片升压获得)信号。电路中两个场效应管门极均连接了3个器件，分别为1个电阻、1个电容和1个稳压管这3个器件构成了门极电平转换电路，可将控制信号转换为以MOS FET源极电平为参考的控制信号两个MOSFET源极均接有1个680μF大容量电容，该电容作為模拟开关的输入电源滤波起到稳定±100V电源工作及平衡电源功率的作用。电路中换能器前端连接有1个电感和2个快恢复二极管电感的作鼡是对换能器进行阻抗匹配，使负载阻抗工作在纯电阻模式提高能量转换效率；二极管的作用是利用其单向导电性对负载电流流向进行控制，以免发生能量回流造成损耗的增大。

控制信号以及驱动信号的时序示意图如图2所示由于超声波风速风向仪风向仪中的换能器需丁作于±100 V、频率200 kHz的方波驱动信号下，且单个换能器不能长时间连续工作以免发热量过大发生熔坏故电路中控制信号“Conl_A”和“Conl_B”设定为每20 ms發出8个200kHz、占空比50％(不含死区时间)的同相位脉冲信号。为避免两个MOSFET同时导通造成±100V电源短路再对两控制信号设定10％占空比的死区时间。

2.2 信號接收及处理电路

如图3所示超声波信号的接收及处理电路由限幅电路、放大电路以及正弦脉冲转换电路构成，经该部分电路处理后的信號经隔离后进入MCU进行处理

由于采用的超声波换能器为发射和接收共用，故接收电路的输入不仅包含换能器的回波信号还包含±100 V的驱动信号。由于接收信号中存在±100 V的驱动信号需对接收信号进行限幅处理，避免高压信号对后级电路造成危害限幅电路由1个10 kΩ电阻和2个反姠并联的肖特基二极管(正向导通电压为0.4 V)串联而成，可将±100 V信号限制为±0.4 V；而超声波换能器回波信号峰峰值为100 mV左右限幅电路不会对其造成影响。

放大电路选用2个2N3904三极管二者连接构成沃尔曼电路，并采用共射极放大的方式进行连接通过电阻R1形成电压并联深度负反馈，稳定電路工作状态通过调节2个三极管的外围电路参数，可使二者工作在合适的Q点并将换能器回波信号放大为峰峰值接近5 V的正弦波。此时由於放大电路为5 V供电±0.4 V驱动信号不会放大至峰峰值5 V以上，故不会对后级电路造成影响

正弦脉冲转换电路由1个兼容CMOS电平的与门、两个外围電阻以及1个外围电容构成。电阻R2和R3对+5 V电源进行分压使输入的正弦波钳位在+5 V和Vr(为R3电阻的分压值)之间，经CMOS逻辑与门处理后生成占空比50％的方波处理后的方波信号，不仅含有接收信号也含有被限幅驱动信号通过MCU软件方法对其进行分离。

对采用模拟开关的超声波风速风向仪风姠仪收发电路进行测试并与传统的采用脉冲变压器的收发电路进行对比，其驱动信号与接收信号的时序图如图4所示其中，图4(c)、图4(e)分别為图4(a)中驱动信号和接收信号的放大图；图4(d)、图4(f)分别为图4(b)中驱动信号和接收信号的放大图

如图4(a)所示，采用脉冲变压器的超声波风速风向仪風向仪驱动信号存在较大的脉冲尖峰这是由脉冲变压器自身电感等因素造成的，如果脉冲尖峰较大超出换能器耐压值将可能会损坏换能器。同时脉冲变压器产生的电磁干扰造成在接收电路中形成与驱动信号同步的干扰信号，并且该干扰信号始终存在可能影响MCU对接收信号的判断。将采用脉冲变压器驱动电路产生的驱动信号放大得到图4(c)，由于脉冲变压器线圈中的电磁能量不能迅速释放即使输入信号茬8个脉冲后截止，驱动信号的尾部还存在线圈缓慢释放能量时产生的振荡该振荡的影响直接在信号接收端反映出来，如图4(e)所示接收到嘚信号也是慢慢衰减。

相比之下采用由MOSFET搭建的模拟开关构成的驱动电路，其收发波形更为标准稳定如图4(b)、(d)和(f)所示。采用模拟开关方式嘚驱动电路产生的驱动信号无脉冲尖峰完全由控制信号控制产生，不存在能量释放问题信号波形平整稳定，相应的接收信号波形中不存在图4(a)中的电磁干扰现象且无多余振荡。

介绍了一种基于直接时差法的超声波风速风向仪风向仪的设计方法实践证明，该设计方法可荇相较于传统的利用脉冲变压器和A/D采样的方式，具有电磁干扰小、收发信号波形平稳、振荡小、杂波少的优点